1 引言

為了 以 更 低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來越低，瞬態(tài)性能指標越來越高，因此對開關電源提出了越來越高的要求。用原有的電路拓撲及整流方式已不能滿足現(xiàn)在的要求，為了適應IC芯片發(fā)展的需要，人們開始研究新的電路拓撲。因為輸出電壓很低，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復雜程度及產(chǎn)品可靠性.同步整流一般選擇自驅(qū)動同步整流，能與自驅(qū)動同步整流電路較好結合的拓撲大致有三種:有源箱位正激變換器;互補控制半橋變換器;兩級結構變換器。與兩級結構變換器相比，有源箱位變換器和互補控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓撲容易實現(xiàn)軟開關，工作頻率可以更高;變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對一次整流電源輸出的一48V(36一72V)電壓，輸人電壓在較大(36一72V)的范圍內(nèi)變

化時，互補控制的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅(qū)動MOSFEP管。因此，有源箱位自驅(qū)動同步整流正激變換器是低壓大電流開關電源必然選擇的電路拓撲。

2 有源箱位同步整流正激變換器的拓撲

有源 箱 位 同步整流正激變換器的電路拓撲如圖1所示，DCDC有源箱位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運行時，一個開關周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。一個開關周期內(nèi)大致可分為四個運行模式，即:1)t,<t<t,，主開關ZVS開通.能量傳送到負載2)t,<‘<t2,箱 位開關電壓諧振到零;3)t2<t< t 3,籍 位開關ZVS開通，籍位電路運行，4) t,<t<ti，主開關電壓諧振過渡到零。以下分析這四種運行模式，其中to為變壓器輸人電流，它流經(jīng)漏電感L,;i，為流人變壓器原邊繞組的電流。1模 式 1 ( to<t< t ,)主開關管ZVS開通，能量傳送到負載
在主 開 關 ,S開通前，籍位電容上的電壓為從。二D凡/(1-D)(極性為下正上負)。這一階段，籍位開關幾關斷，籍位電容電流is=。。S,導通后，5開關管的漏極電位殘二。，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流‘二由第三象限的一1m向第一象限+1m

壓器原邊繞組電壓VP二Vs +能量由輸人電源Vm經(jīng)過變壓器傳送到負載。

2模 式 2 ( t,<t<動箱位開關電壓諧振到零S斷 開 ，烏 仍關斷。磁場能量對,S輸出電容C,充電。，由/,/N降到零，燦二‘二+i,,￡ 二。幾;i}《。。凡由0上升到蛛十玲，C.電壓達到幾十V.,盞上的電壓被箱位在這一水平;變壓器原邊繞組電壓V,從Vm變化到Vp一Vn=一V} o V.=D幾/(1一D)保持不變a

3模 式 3 (‘:<t<t, )籍位開關ZVS開通，箱位電路運行主開 關 ,S 關斷高開通前，由于VD為正，籍位開關,S隨之可以ZVS開通，箱位電路運行。箱位電容電壓Vo, = DV./(卜D)，由于變壓器磁場能量對籍位電容儲能的交換過程，使該電壓有變化，V. =凡十△V,AV表示充放電過程中籍位電容電壓紋波，主開關電壓籍定在K,十Vm水平。籍位電容電流一禮.二im=iu;i，二。,i.由第一象限的十I向第三象限- /m過渡，也即磁通復位過程。

4模 式 4 (t)<t<‘)主開關電壓諧54振過渡到零。S}, ,s 關斷 ，磁場能量使導結電容放電。VD由V;,+Vm下降到零，創(chuàng)造了夙的zvs條件。籍位電路斷開，im-Oo句二1，二一/m,i， 二。。變壓器原邊繞組電壓V,則從一Va變化到VmoV，二D幾/(1一D)保持不變。
夙 導通 時 間為DT,，變壓器原邊繞組承受電壓為VN; S, 關斷時間為(1一D)T, ，變壓器原邊繞組承受電壓為一Va。由伏秒平衡關系可得:DT,V; 二(1一D)V ，即V二DV / (1- D )o
 

有源 箱 位 正 激 變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài) ，提高了磁芯的利用率，籍位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關占空比而自動 調(diào)節(jié)，因而占空比可大于。.5;Vo 一定時，主開關管、輔助開關應 力隨V;。的變化不大;所以，在占空比和開關應力允許的范圍內(nèi) ，能夠適應輸人電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜。

3 電路參數(shù)的設計與計算公式

主電 路 拓 撲如圖1所示，它的箱位電容電壓為:V,= D氣1(1一D),籍位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的籍位電容容量為47VFp控制芯片選用 UC3823N實現(xiàn)PRIM控制，控制芯片檢側開關電流加上斜波信號(由PWM輸出信號14腳生產(chǎn))送至芯片的電流端(7腳);電壓信號經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補償產(chǎn)生一輸出信號(3腳)，此信號與7腳信號比較后產(chǎn)生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅(qū)動器UCl707產(chǎn)生兩列互補驅(qū)動且死區(qū)可調(diào)的脈沖馭動變換器的主管場和給位管凡。合適的參數(shù)設計，尤其是電壓補償器及斜波補償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。經(jīng)理 論 分 析及實踐，在設計有源籍位同步整流正激變換器時，需要計算各種參數(shù)，在實踐過程中，總結了一套如何設計變換器的公式，以下給出這些公式，以搏于參考。另外還要注意，用公式計算出來的值還要留出適當?shù)脑６�，以保證電源的可靠性。

(1) 變 壓器 的初級匝數(shù)

其中 U為 輸人電壓;D為占空比;f為開關頻率;,IB二為磁感應增量;A。為磁芯的有效面積。
(2) 變 壓 器的次級匝數(shù)N,

 其中 Vo 為輸 出 電壓。

(3) 初 級電 感 量 乙，的確定
初級 電 感 量 Lp二 由下式?jīng)Q定

式中 , 1。 為真 空 磁導率;k。是振幅磁導率;N;是初級繞組匝數(shù) ;A。是磁芯的有效截面積;l，是有效磁路長度。

(4) 輸 出 電 壓

其 中 1; 為各繞組電流有效值(A);J為電流密度，它是根據(jù)銅損計算出來的，根據(jù)工程實踐經(jīng)驗，導線的電流密度在自然風冷時選擇2一4(A/nuW)，而在強制風冷時選擇3一5(A/mm')，其值是適宜的。計算 所 需 導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響。當導線直徑大于2倍趨膚深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當用n股導線并繞時，每股導線的直經(jīng)da按下列公式計算:

 銅線 的 趨 膚深度△有以下經(jīng)驗公式:

用上 述 公 式計算△后，與d。相比較，在d大于2△時，應采用多股導線并繞，n的大小以d}不大于2A為好。

4 同步整流技術存在的問題及解決方案

同步 整 流 技術的基礎是應用MOSm 替代二極管整流器，但Mosm 如用為開關具用雙向?qū)�通的特性。這一特性使得含有同步整流技術的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問題。

4.1 應用同步整流的變換器并聯(lián)運行的問題

同步 整 流 技術一般應用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流技術的變換器并聯(lián)使用，當并聯(lián)的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達到一定值時輸出電壓低的變換器的愉出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負載提供電流又為翰出電壓低的變換器提供電流，從而加大翰出電壓高的變換器負荷，結果沒有達到并聯(lián)增大負載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導致MOSFEF的電壓應力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設計了電壓調(diào)整端，輸出電壓在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶需要并聯(lián)運行，只需將電壓精準地調(diào)整一致即可。

4.2 效率問題

在輕 載 條 件下，使用二極管整流器的變換器會進人電流不連續(xù)工件模式(DCM)，但對于使用了同步整流技術的變換器，由MOSFET的雙向?qū)�通性，使得負載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實現(xiàn)高效率。另外，當輸人電壓變化時，效率也會發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻7中有詳細的論述及解決方案。

5 實驗結果

應用 以 上 分析的電路拓撲及電路參數(shù)設計了一臺二次電源模塊，樣機的參數(shù)如下:輸人電壓48V(36 -72V)，輸出電壓1電流為2.1/40A，開關頻率為250k1h，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關管馬及籍位管S2選用田巧們，同步整流管選用IRI.3803S，其通態(tài)電阻凡僅為6m0。在輸人電壓為48V時，滿載效率為85%。經(jīng)小批童生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面性能均達到要求，現(xiàn)已開始批量生產(chǎn)。

6 結論

本文 介 紹 了有源箱位自驅(qū)動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計算公式.采用這種電路拓撲，能很好的實現(xiàn)低壓大電流開關變換器。這種方案實現(xiàn)了高效率、高可靠性，又實現(xiàn)了低壓大電流的輸出，滿足了仃行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有極大的市場應用價值。